8.1. Общие сведения об однополосной модуляции

Как следует из предшествующего раздела, при амплитудной модуляции информация о передаваемом сигнале содержится в обеих боковых полосах. Соответственно спектр высокочастотного сигнала с АМ занимает удвоенную, по сравнению с информационным сигналом, полосу частот. Поскольку вся передаваемая информация содержится в каждой боковой полосе, естественно было отказаться от передачи двух боковых и перейти на работу с одной боковой полосой. Так родилась идея однополосной модуляции (ОПМ).

Рассмотрим особенности однополосной модуляции. Исходный информационный сигнал (например, звуковой) может быть записан, в общем виде, следующим образом

u_Ω(t)=U_Ω(t)cosφ(t) (8.1)

Соответствующий ему сигнал с АМ принимает вид

u(t)=U[1+m(t)]cosωt (8.2)

Здесь m(t) – коэффициент модуляции (8.3)

k - крутизна характеристики амплитудного модулятора.

Разложим (8.2) на составляющие

u(t)=Ucosωt+ 0,5U·m(t)cos[ωt- φ(t)]+ 0,5U·m(t)cos[ωt+ φ(t)]

и выделим «верхнюю» боковую полосу, положив в (8.3) k=2. Тогда однополосный сигнал может быть представлен в следующем виде

u_О(t)=U_Ω(t)cos[ωt+ φ(t)] (8.4)

Сравнивая (8.1) с (8.4), можно сделать вывод, что верхняя боковая полоса представляет собой, перенесённый на частоту несущей (ω), исходный информационный сигнал.

Согласно (8.4) однополосный сигнал, в общем случае, представляет собой колебание модулированное по амплитуде и фазе. Для приёма такого сигнала необходим специальный приёмник, т.к. амплитуда однополосного сигнала не повторяет информационный сигнал u_Ω(t), а лишь отражает его амплитуду U_Ω(t) (громкость).

Сравним АМ и ОПМ по величине необходимой мощности передатчика, при условии, что приёмники имеют идентичные параметры, и уровни принятых сигналов равны. Согласно (7.6) пиковая мощность АМ передатчика при m = 1 равна Р1_{макс(АМ)} = 4Р1_Т , а амплитуда принятого информационного сигнала пропорциональна сумме амплитуд боковых частот

U_ΩП=G·mU=GU (8.5)

Для того, чтобы при однополосной модуляции выполнялось условие (8.5), необходимо увеличить амплитуду боковой частоты вдвое по сравнению с боковыми при АМ . В этом случае для m = 1, максимальная мощность однополосного передатчика Р1_{макс(ОПМ)} = Р1Т.

Итак, переход на однополосную работу позволяет, при одном и том же качестве радиосвязи, уменьшить пиковую мощность передатчика в 4 раза. Это достоинство ОПМ реализуется при любых условиях распространения радио волн. Если же сигнал на входе приёмника поражен шумами, то переход на однополосную работу позволяет в два раза сократить полосу приёмника и соответственно уменьшить мощность принимаемых шумов. При этом вдвое увеличится отношение сигнал/шум по мощности, что равносильно увеличению мощности передатчика в два раза. Таким образом, при одинаковом качестве принимаемых сигналов пиковая мощность однополосного передатчика может быть в 8 раз меньше мощности АМ передатчика.

При наличии селективных замираний, которые приводят к перекосу спектра АМ сигнала и нелинейным искажениям передаваемого сообщения, сокращение полосы однополосного сигнала существенно снижает вероятность искажений такого вида. Практика использования ОПМ показала, что эта особенность также эквивалентна увеличению мощности передатчика в два раза. Таким образом, переход на однополосную работу, в случае неблагоприятных условий распространения сигналов, может дать 16 – кратный выигрыш по мощности передатчика.

Сокращение полосы сигнала при ОПМ позволяет увеличить объем передаваемой информации за счёт размещения второго однополосного канала в пределах прежней полосы, либо увеличить скорость передачи информации, используя всю полосу, занимаемую АМ сигналом.

Следует отметить и ещё одну особенность ОПМ. Поскольку однополосный сигнал формируется в возбудителе, передатчик с ОПМ работает как усилитель модулированных колебаний в ННР. На рисунке 8.1 представлены статические модуляционные характеристики (СМХ) усилителя для потребляемого тока и к.п.д.. При передаче звуковых сигналов максимальные уровни модуляции встречаются достаточно редко. В среднем коэффициент модуляции т составляет 30 – 50 %. Поэтому основная рабочая область СМХ при АМ сосредоточена вблизи режима несущей (телефонной точки). При ОПМ, в режиме молчания, передатчик практически запирается, поэтому рабочая область статических модуляционных характеристиках смещается к началу координат (см. выделенные области на рисунке 8.1).

Рисунок 8.1 – Статические модуляционные характеристики

В результате мощность, потребляемая усилителем при ОПМ, существенно уменьшается.

К числу недостатков ОПМ следует отнести

• Необходимость специального однополосного приёмника, в котором для извлечения информации приходится восстанавливать несущую частоту. Для упрощения приёмника информацию о несущей частоте передают пилот-сигналом, который обычно представляет собой ослабленную до 3 ÷ 70% несущую в зависимости от условий распространения сигнала. В приёмнике пилот-сигнал используется для синхронизации внутреннего гетеродина.
• Высокие требования к линейности усилительного тракта при многоканальной работе. Нелинейность усилителя приводит к расширению спектра сигнала и возникновению переходной помехи из канала в канал.
• Низкий к.п.д. усилителя в рабочей области СМХ (см. рисунок 8.1).

8.2. Методы формирования однополосного сигнала

8.2.1. Способ многократной балансной модуляции

Как правило, однополосный сигнал формируется из сигнала с амплитудной модуляцией. Для этого необходимо подавить несущее колебание и нерабочую боковую полосу частот.

Подавление несущего колебания осуществляется с помощью балансного амплитудного модулятора. Чтобы объяснить, как это происходит, рассмотрим форму АМ сигнала с подавленной несущей. На основании (7.4), колебание двухполосного сигнала без несущей имеет вид

u(t)= U·mcosΩt·cosωt (8.6)

Рисунок 8.2 иллюстрирует выражение (8.6). Частота огибающей этого колебания в два раза выше частоты модулирующего сигнала.

Рисунок 8.2. Двухполосный сигнал

Схема балансного модулятора и диаграмма, поясняющая его работу, представлены на рисунке 8.3. Для нормальной работы балансного модулятора напряжение несущего колебания должно быть значительно больше модулирующего напряжения

U >> U_Ω (8.7)

При этом условии коммутация диодов осуществляется напряжением несущей. В случае полярности напряжения U, показанной на рисунке 8.3, открываются параллельные диоды, и напряжение модулирующего сигнала проходит непосредственно на выход модулятора. После смены знака напряжения U, параллельные диоды запираются и открываются диагональные. В результате модулирующее напряжение проходит на выход, также меняя знак. Выходное напряжение балансного модулятора аналогично двухполосному сигналу, но имеет форму меандра. Поскольку за балансным модулятором включается полосовой фильтр для подавления нерабочей боковой полосы, высшие гармоники прямоугольных импульсов подавляются и однополосный сигнал после фильтра будет иметь гармоническую форму.

Рисунок 8.3. Балансный модулятор

Отсутствие несущего колебания на выходе балансного модулятора обусловлено взаимной компенсацией магнитных полей, созданных токами несущей частоты в первичной обмотке выходного трансформатора. При этом степень подавления несущего колебания в значительной мере зависит от идентичности параметров диодов. В связи с этим, в балансных модуляторах целесообразно использовать интегральные микросборки диодов, или выполнять балансный модулятор полностью в интегральном исполнении.

В современной однополосной аппаратуре нерабочая боковая полоса должна быть подавлена до уровня - 60дБ по отношению к рабочей полосе.

Добиться этого очень не просто, т.к. интервал частот между боковыми полосами определяется величиной минимальной частоты (F_мин ) модулирующего сигнала, и составляет 2F_мин . Например, для стандартного телефонного сигнала с полосой 300 ÷ 3400Гц , расстояние между боковыми полосами составит 600Гц. Для обеспечения требуемого затухания фильтра в 60 дБ на несущей частоте 1МГц от фильтра потребуется крутизна кривой затухания не менее 0,1 дБ/Гц. Подобные характеристики способны обеспечить только кварцевые и электромеханические фильтры. Однако такие фильтры невозможно сделать перестраиваемыми, поэтому однополосный сигнал формируется только на фиксированной поднесущей частоте (ω₁), обычно не превышающей 0,5 ÷ 1МГц.

Для переноса однополосного сигнала в рабочий диапазон используется повторная балансная модуляция второй поднесущей частоты (ω₂) однополосным сигналом, как показано на рисунке 8.4. Поскольку интервал частот между двумя боковыми после повторной модуляции равен ≈ 2ω₁, в качестве полосового фильтра (ПФ2) можно использовать обычный контур. Выходную частоту однополосного сигнала теперь можно менять, используя в качестве генератора G2 перестраиваемый синтезатор частоты. Одновременно с синтезатором перестраивается и фильтр ПФ2. Фиксированную частоту ω₁ также получают от этого синтезатора.

Спектральная картина формирования однополосного сигнала представлена на рисунке 8.4б. Описанный способ в литературе получил название фильтрового способа, или способа многократной балансной модуляции.

Рисунок 8.4. Фильтровый способ формирования однополосного сигнала

Если при повторном преобразовании не удаётся получить эффективное подавление нерабочей полосы, частоту ω₂ фиксируют при значении, обеспечивающем требуемое подавление, а на рабочую частоту однополосный сигнал переносится третьим преобразованием.

Фильтровый способ позволяет осуществлять многоканальную передачу сигналов. На рисунке 8.5 представлен вариант 4-х канальной передачи [9].

Рисунок 8.5. 4-х канальная однополосная модуляция

На этом рисунке ВУ – входное устройство, которое ограничивает полосу

и динамический диапазон информационного сигнала, а также обеспечивает согласование линии с балансным модулятором. Кроме того, во входном устройстве имеется усилитель и аттенюатор;

АТТ – аттенюатор, регулирующий уровень пилот-сигнала;

Σ – сумматор.

Выбор частот и размещение каналов на выходе устройства иллюстрируется рисунком 8.6. При использовании стандартного телефонного канала с полосой 250 ÷ 3000Гц, поднесущие частоты f₁ , f₂ , f₃ выбираются с интервалом 3000 Гц. Каналы, расположенные рядом с f₁ , обозначаются А1 и В1 . Остальные соответственно А2 и В2. Многоканальный (групповой) сигнал на выходе сумматора поступает на усилитель, назначение которого - компенсация затухания сигналов в балансных модуляторах и фильтрах. Для переноса группового сигнала на рабочую частоту используется повторное балансное преобразование.

Рисунок 8.6. Спектр группового сигнала

Каждый канал группового сигнала может быть дополнительно уплотнён несколькими узкополосными каналами, несущими информацию в цифровой форме.

8.2.2. Фазоразностный способ формирования однополосного сигнала

Фильтровый способ формирования однополосного сигнала, благодаря эффективному подавлению нерабочей боковой полосы и стабильным эксплуатационным параметрам, нашёл самое широкое применение, как в системах радиосвязи, так и везде, где необходимо формирование многоканального группового сигнала. Основные недостатки способа связаны с некоторой сложностью схемы и необходимостью использования сложных фильтров при первом, а иногда и втором преобразованиях.

В тех случаях, когда связь осуществляется с использованием одного канала, формирование однополосного сигнала возможно без применения фильтров, так называемым фазоразностным способом.

Суть этого способа полностью отражает следующее преобразование выражения для однополосного сигнала при модуляции одним тоном

u_o(t) = U_ocos(ω+Ω)t = 0,5U_o(cosωt·cosΩt - sinωt·sinΩt) (8.8)

Сравнивая (8.8) и (8.6) можно сделать вывод, что слагаемые выражения в скобках представляют собой результат балансной модуляции несущего колебания, причём во втором слагаемом модулирующий сигнал и несущее колебание сдвинуты по фазе на 90°.

В соответствии с этим выводом, структурная схема фазоразностного способа формирования однополосного сигнала представлена на рисунке 8.7.

Рисунок 8.7. Фазоразностный способ формирования однополосного сигнала

На этом рисунке: G – синтезатор несущей частоты; Σ – сумматор;

ФВ_вч, ФВ_нч – фазовращатели высоких и низких частот.

Несмотря на простоту схемы и отсутствие сложных фильтров, этот способ находит лишь ограниченное применение. Это связано с тем, что различие амплитуд сигналов на выходах балансных модуляторов в 2% не позволяет получить подавление нерабочей боковой полосы лучше, чем -40дБ.

Аналогичные последствия имеют место при погрешности фазового сдвига в 1 ÷ 20 на выходе фазовращателей. В процессе эксплуатации, за счёт изменения параметров схемы под воздействием окружающей среды, реально удаётся поддерживать подавление нерабочей боковой на уровне порядка -25 ÷ -30 дБ. Этого совершенно недостаточно при многоканальной работе.

При реализации фазоразностного способа наибольшие трудности возникают при разработке фазовращателя низких частот, который с высокой точностью должен обеспечить поворот фазы на 90° всех составляющих спектра информационного сигнала, т.е. должен быть широкополосным и, следовательно, достаточно сложным.

8.2.3. Раздельный способ усиления мощности составляющих однополосного сигнала

Поскольку однополосный сигнал формируется на относительно низком уровне мощности и является колебанием с амплитудной и фазовой модуляцией, однополосный передатчик обычно представляет собой усилитель модулированных колебаний. Следовательно, как было установлено в главе 7, каскады передатчика должны работать в недонапряженном режиме с углом отсечки 90°. Если же учесть, что среднестатистический коэффициент амплитудной модуляции не превышает 30 ÷ 50% (а при многоканальной работе ещё меньше), то к.п.д. однополосного передатчика оказывается на уровне «паровоза» 8 ÷ 10%.

Попытки найти способ увеличения промышленного к.п.д. передатчика привели к разработке раздельного метода усиления составляющих однополосного сигнала, предложенного М.В.Верзуновым [13]. Структурная схема передатчика представлена на рисунке 8.8.

Рисунок 8.8. Схема передатчика с раздельным усилением составляющих однополосного сигнала

Здесь использованы следующие обозначения: ОПВ – однополосный возбудитель; АО – амплитудный ограничитель; АД – амплитудный детектор; М – модулятор; ВУМ – выходной усилитель мощности; U₁ – амплитуда усиленной фазомодулированной составляющей; К_р – коэффициент усиления передатчика.

Поскольку высокий к.п.д. генератора при меняющейся амплитуде удаётся получить только при коллекторной (анодной, стоковой) модуляции, автор предложил сформированный в возбудителе однополосный сигнал подвергнуть глубокому ограничению по амплитуде и выделить, таким образом, фазомодулированную составляющую с постоянной амплитудой. Одновременно однополосный сигнал в другом тракте передатчика детектируется и из него выделяется огибающая амплитуды. Далее каждый сигнал усиливается в своем тракте до уровня выходной мощности передатчика; в выходных ступенях передатчика фазомодулированная составляющая модулируется по амплитуде огибающей. В результате на выходе передатчика однополосный сигнал полностью восстанавливается.

Проблемы реализации этой схемы аналогичны проблемам фазоразностного формирователя однополосного сигнала. Эффективное подавление нерабочей боковой полосы возможно только при максимальном соответствии амплитудных и фазовых характеристик высокочастотного и низкочастотного трактов, что на практике трудно осуществимо. Кроме того, огибающая однополосного сигнала содержит постоянную составляющую, поэтому мощный модулятор должен быть усилителем постоянного тока. В качестве такого модулятора может быть использован усилитель мощности класса «D» с промежуточной широтно-импульсной модуляцией [3].